Buck Converter

BUCK CONVERTER

Konverter buck ( step-down converter ) adalah konverter daya DC-to-DC yang mengurangi tegangan (saat meningkatkan arus) dari input (pasokan) ke output (beban). Ini adalah kelas catu daya sakelar-mode (SMPS) yang biasanya mengandung setidaknya dua semikonduktor ( dioda dan transistor , meskipun konverter modern sering mengganti dioda dengan transistor kedua yang digunakan untuk perbaikan sinkron ) dan setidaknya satu elemen penyimpanan energi , kapasitor , induktor , atau keduanya dalam kombinasi. Untuk mengurangi riak tegangan, filter yang terbuat dari kapasitor (kadang-kadang dikombinasikan dengan induktor) biasanya ditambahkan ke output konverter (filter sisi beban) dan input (filter sisi pasokan). ^[1]

Gbr. 1: Diagram sirkuit konverter Buck.

Dua modul konverter uang komoditas kecil dan satu dorongan.

Konverter pengalih (seperti konverter uang) memberikan efisiensi daya yang jauh lebih besar sebagai konverter DC-ke-DC daripada regulator linier , yang merupakan sirkuit sederhana yang menurunkan voltase dengan membuang daya sebagai panas, tetapi tidak meningkatkan arus keluaran.

Operasi dasar buck converter memiliki arus dalam induktor yang dikendalikan oleh dua sakelar (biasanya transistor dan dioda ). Dalam konverter ideal, semua komponen dianggap sempurna. Secara khusus, sakelar dan dioda memiliki drop tegangan nol ketika dinyalakan dan arus nol arus saat mati, dan induktor memiliki resistansi seri nol. Selanjutnya, diasumsikan bahwa tegangan input dan output tidak berubah selama siklus (ini akan menyiratkan kapasitansi keluaran sebagai tak terbatas ).

Konverter Buck beroperasi dalam mode kontinu jika arus melalui induktor (

{saya}_{L.}

{\ displaystyle I _ {\ text {L}}}

I_{\text{L}}

) tidak pernah jatuh ke nol selama siklus pergantian. Dalam mode ini, prinsip operasi dijelaskan oleh plot pada gambar 4:

Ketika saklar yang digambarkan di atas ditutup (di atas gambar 2), tegangan melintasi induktor adalah $V_{L.} = V_{saya} - V_{Hai}$ ${\ displaystyle V _ {\ text {L}} = V _ {\ text {i}} - V _ {\ text {o}}}$ $V_{\text{L}}=V_{\text{i}}-V_{\text{o}}$ . Arus melalui induktor naik secara linier (dalam perkiraan, selama penurunan tegangan hampir konstan). Karena dioda dibiaskan terbalik oleh sumber tegangan V, tidak ada arus yang mengalir melaluinya;
Ketika sakelar dibuka (di bawah gambar 2), dioda bias maju. Tegangan di induktor adalah $V_{L.} = - V_{Hai}$ ${\ displaystyle V _ {\ text {L}} = - V _ {\ text {o}}}$ $V_{\text{L}}=-V_{\text{o}}$ (mengabaikan drop dioda). Arus ${saya}_{L.}$ ${\ displaystyle I _ {\ text {L}}}$ $I_{\text{L}}$ berkurang.

Energi yang tersimpan di induktor L adalah

E = \frac{1}{2} L. {saya}_{L.}^{2}

{\ displaystyle E = {\ frac {1} {2}} LI _ {\ text {L}} ^ {2}}

E={\frac {1}{2}}LI_{\text{L}}^{2}

Oleh karena itu, dapat dilihat bahwa energi yang disimpan dalam L meningkat selama waktu sebagaimana

{saya}_{L.}

{\ displaystyle I _ {\ text {L}}}

I_{\text{L}}

meningkat dan kemudian menurun selama off-state. L digunakan untuk mentransfer energi dari input ke output konverter.
Tingkat perubahan

{saya}_{L.}

{\ displaystyle I _ {\ text {L}}}

I_{\text{L}}

dapat dihitung dari:

V_{L.} = L. \frac{d {saya}_{L.}}{d t}

{\ displaystyle V _ {\ text {L}} = L {\ frac {\ mathrm {d} I _ {\ text {L}}} {\ mathrm {d} t}}}}

V_{\text{L}}=L{\frac {\mathrm {d} I_{\text{L}}}{\mathrm {d} t}}

Dengan

V_{L.}

{\ displaystyle V _ {\ text {L}}}

V_{\text{L}}

sama dengan

V_{saya} - V_{Hai}

{\ displaystyle V _ {\ text {i}} - V _ {\ text {o}}}

V_{\text{i}}-V_{\text{o}}

selama di-negara dan ke

- V_{Hai}

{\ displaystyle -V _ {\ text {o}}}

-V_{\text{o}}

selama off-state. Oleh karena itu, peningkatan arus selama dalam keadaan diberikan oleh:

Δ {saya}_{{L.}_{di}} = \int_{0}^{t_{di}} \frac{V_{L.}}{L.} d t = \frac{(V_{saya} - V_{Hai})}{L.} t_{di}, t_{di} = D T

{\ displaystyle \ Delta I_ {L _ {\ text {on}}} = \ int _ {0} ^ {t _ {\ text {on}}} {\ frac {V _ {\ text {L}}} {L} } \, \ mathrm {d} t = {\ frac {\ left (V _ {\ text {i}} - V _ {\ text {o}} \ kanan)} {L}} t _ {\ text {on}} , \; t _ {\ text {on}} = DT}

\Delta I_{L_{\text{on}}}=\int _{0}^{t_{\text{on}}}{\frac {V_{\text{L}}}{L}}\,\mathrm {d} t={\frac {\left(V_{\text{i}}-V_{\text{o}}\right)}{L}}t_{\text{on}},\;t_{\text{on}}=DT

dimana

D

{\ displaystyle D}

D

adalah skalar yang disebut siklus kerja dengan nilai antara 0 dan 1.
Sebaliknya, penurunan arus selama off-state diberikan oleh:

Δ {saya}_{{L.}_{mati}} = \int_{t_{di}}^{T = t_{di} + t_{mati}} \frac{V_{L.}}{L.} d t = - \frac{V_{Hai}}{L.} t_{mati}, t_{mati} = (1 - D) T

{\ displaystyle \ Delta I_ {L _ {\ text {off}}} = \ int _ {t _ {\ text {on}}} ^ {T = t _ {\ text {on}} + t _ {\ text {off} }} {\ frac {V _ {\ text {L}}} {L}} \, \ mathrm {d} t = - {\ frac {V _ {\ text {o}}} {L}} t _ {\ text {off}}, \; t _ {\ text {off}} = (1-D) T}

\Delta I_{L_{\text{off}}}=\int _{t_{\text{on}}}^{T=t_{\text{on}}+t_{\text{off}}}{\frac {V_{\text{L}}}{L}}\,\mathrm {d} t=-{\frac {V_{\text{o}}}{L}}t_{\text{off}},\;t_{\text{off}}=(1-D)T

Jika kita mengasumsikan bahwa konverter beroperasi dalam kondisi mapan, energi yang tersimpan di setiap komponen pada akhir siklus komutasi T sama dengan yang ada di awal siklus. Itu artinya arus

{saya}_{L.}

{\ displaystyle I _ {\ text {L}}}

I_{\text{L}}

sama di

t = 0

{\ displaystyle t = 0}

t=0

dan pada

t = T

{\ displaystyle t = T}

t=T

(gambar 4).
Jadi kita bisa menulis dari persamaan di atas:

\begin{aligned} Δ {saya}_{{L.}_{di}} + Δ {saya}_{{L.}_{mati}} & = 0 \\ \frac{V_{saya} - V_{Hai}}{L.} t_{di} - \frac{V_{Hai}}{L.} t_{mati} & = 0 \end{aligned}

{\ displaystyle {\ begin {aligned} \ Delta I_ {L _ {\ text {on}}} + \ Delta I_ {L _ {\ text {off}}} & = 0 \\ {\ frac {V _ {\ text { i}} - V _ {\ text {o}}} {L}} t _ {\ text {on}} - {\ frac {V _ {\ text {o}}} {L}} t _ {\ text {off} } & = 0 \ end {aligned}}}

{\begin{aligned}\Delta I_{L_{\text{on}}}+\Delta I_{L_{\text{off}}}&=0\\{\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{L}}t_{\text{on}}-{\frac {V_{\text{o}}}{L}}t_{\text{off}}&=0\end{aligned}}

Integrasi di atas dapat dilakukan secara grafis. Dalam gambar 4,

Δ {saya}_{{L.}_{di}}

{\ displaystyle \ Delta I_ {L _ {\ text {on}}}}

\Delta I_{L_{\text{on}}}

sebanding dengan luas permukaan kuning, dan

Δ {saya}_{{L.}_{mati}}

{\ displaystyle \ Delta I_ {L _ {\ text {off}}}}

\Delta I_{L_{\text{off}}}

ke area permukaan oranye, karena permukaan ini ditentukan oleh tegangan induktor (garis merah). Karena permukaan ini persegi panjang sederhana, area mereka dapat ditemukan dengan mudah:

(V_{saya} - V_{Hai}) t_{di}

{\ displaystyle \ kiri (V _ {\ text {i}} - V _ {\ text {o}} \ kanan) t _ {\ text {on}}}

\left(V_{\text{i}}-V_{\text{o}}\right)t_{\text{on}}

untuk kotak kuning dan

- V_{Hai} t_{mati}

{\ displaystyle -V _ {\ text {o}} t _ {\ text {off}}}

-V_{\text{o}}t_{\text{off}}

untuk yang oranye. Untuk operasi steady state, area ini harus sama.
Seperti yang bisa dilihat pada gambar 4,

t_{di} = D T

{\ displaystyle t _ {\ text {on}} = DT}

t_{\text{on}}=DT

dan

t_{mati} = (1 - D) T

{\ displaystyle t _ {\ text {off}} = (1-D) T}

t_{\text{off}}=(1-D)T

.
Ini menghasilkan:

\begin{aligned} (V_{saya} - V_{Hai}) D T - V_{Hai} (1 - D) T & = 0 \\ D V_{saya} - V_{Hai} & = 0 \\ \Rightarrow D & = \frac{V_{Hai}}{V_{saya}} \end{aligned}

{\ displaystyle {\ begin {aligned} \ kiri (V _ {\ text {i}} - V _ {\ text {o}} \ kanan) DT-V _ {\ text {o}} (1-D) T & = 0 \\ DV _ {\ text {i}} - V _ {\ text {o}} & = 0 \\ Rightarrow \; D & = {\ frac {V _ {\ text {o}}} {V _ {\ text {i }}}} \ end {sejajar}}}

{\begin{aligned}\left(V_{\text{i}}-V_{\text{o}}\right)DT-V_{\text{o}}(1-D)T&=0\\DV_{\text{i}}-V_{\text{o}}&=0\\\Rightarrow \;D&={\frac {V_{\text{o}}}{V_{\text{i}}}}\end{aligned}}

Dari persamaan ini, dapat dilihat bahwa tegangan keluaran konverter bervariasi secara linier dengan siklus kerja untuk tegangan input yang diberikan. Sebagai siklus tugas

D

{\ displaystyle D}

D

sama dengan rasio antara

t_{di}

{\ displaystyle t _ {\ text {on}}}

t_{\text{on}}

dan periode

T

{\ displaystyle T}

T

, tidak boleh lebih dari 1. Oleh karena itu,

V_{Hai} \leq V_{saya}

{\ displaystyle V _ {\ text {o}} \ leq V _ {\ text {i}}}

V_{\text{o}}\leq V_{\text{i}}

. Inilah sebabnya mengapa konverter ini disebut sebagai konverter step-down .
Jadi, misalnya, melangkah 12 V ke 3 V (tegangan output sama dengan seperempat dari tegangan input) akan memerlukan siklus tugas 25%, dalam rangkaian ideal teoritis kami.

Mode terputus

Gbr. 5: Evolusi voltase dan arus dengan waktu dalam konverter buck ideal yang beroperasi dalam mode diskontinyu.

Dalam beberapa kasus, jumlah energi yang dibutuhkan oleh beban terlalu kecil. Dalam hal ini, arus yang melalui induktor turun ke nol selama bagian periode. Satu-satunya perbedaan dalam prinsip yang diuraikan di atas adalah bahwa induktor benar-benar habis pada akhir siklus pergantian (lihat gambar 5). Namun, ini memiliki beberapa efek pada persamaan sebelumnya.
Arus induktor yang jatuh di bawah nol menghasilkan pemakaian kapasitor output selama setiap siklus dan oleh karena itu kerugian switching yang lebih tinggi. Teknik kontrol yang berbeda yang dikenal sebagai modulasi frekuensi-pulsa dapat digunakan untuk meminimalkan kerugian ini.
Kami masih mempertimbangkan bahwa konverter beroperasi dalam kondisi mapan. Oleh karena itu, energi dalam induktor adalah sama di awal dan di akhir siklus (dalam kasus mode terputus-putus, itu adalah nol). Ini berarti bahwa nilai rata-rata tegangan induktor (VL) adalah nol; yaitu, bahwa area persegi panjang kuning dan oranye pada gambar 5 adalah sama. Ini menghasilkan:

(V_{saya} - V_{Hai}) D T - V_{Hai} δ T = 0

{\ displaystyle \ kiri (V _ {\ text {i}} - V _ {\ text {o}} \ kanan) DT-V _ {\ text {o}} \ delta T = 0}

\left(V_{\text{i}}-V_{\text{o}}\right)DT-V_{\text{o}}\delta T=0

Jadi nilai δ adalah:

δ = \frac{V_{saya} - V_{Hai}}{V_{Hai}} D

{\ displaystyle \ delta = {\ frac {V _ {\ text {i}} - V _ {\ text {o}}} {V _ {\ text {o}}}}} D}

\delta ={\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{V_{\text{o}}}}D

Arus keluaran dikirim ke beban (

{saya}_{Hai}

{\ displaystyle I _ {\ text {o}}}

I_{\text{o}}

) adalah konstan, karena kami menganggap bahwa kapasitor output cukup besar untuk mempertahankan tegangan konstan di terminal selama siklus pergantian. Ini menyiratkan bahwa arus yang mengalir melalui kapasitor memiliki nilai rata-rata nol. Karena itu, kami memiliki:

\bar{{saya}_{L.}} = {saya}_{Hai}

{\ displaystyle {\ overline {I _ {\ text {L}}}} = I _ {\ text {o}}}

{\overline {I_{\text{L}}}}=I_{\text{o}}

Dimana

\bar{{saya}_{L.}}

{\ displaystyle {\ overline {I _ {\ text {L}}}}}

{\overline {I_{\text{L}}}}

adalah nilai rata-rata arus induktor. Seperti dapat dilihat pada gambar 5, gelombang arus induktor memiliki bentuk segitiga. Oleh karena itu, nilai rata-rata I _L dapat diurutkan secara geometris sebagai berikut:

\begin{aligned} \bar{{saya}_{L.}} & = (\frac{1}{2} {saya}_{{L.}_{maks}} D T + \frac{1}{2} {saya}_{{L.}_{maks}} δ T) \frac{1}{T} \\ = \frac{{saya}_{{L.}_{maks}} (D + δ)}{2} \\ = {saya}_{Hai} \end{aligned}

{\ displaystyle {\ begin {aligned} {\ overline {I _ {\ text {L}}}} & = \ left ({\ frac {1} {2}} I_ {L _ {\ text {max}}} DT + {\ frac {1} {2}} I_ {L _ {\ text {max}}} \ delta T \ right) {\ frac {1} {T}} \\ & = {\ frac {I_ {L _ {\ teks {maks}}} \ kiri (D + \ delta \ kanan)} {2}} \\ & = I _ {\ text {o}} \ end {sejajar}}}

{\begin{aligned}{\overline {I_{\text{L}}}}&=\left({\frac {1}{2}}I_{L_{\text{max}}}DT+{\frac {1}{2}}I_{L_{\text{max}}}\delta T\right){\frac {1}{T}}\\&={\frac {I_{L_{\text{max}}}\left(D+\delta \right)}{2}}\\&=I_{\text{o}}\end{aligned}}

Arus induktor nol di awal dan naik selama t hingga I _Lmax . Itu berarti bahwa I _Lmax sama dengan:

{saya}_{{L.}_{maks}} = \frac{V_{saya} - V_{Hai}}{L.} D T

{\ displaystyle I_ {L _ {\ text {max}}} = {\ frac {V _ {\ text {i}} - V _ {\ text {o}}} {L}} DT}

I_{L_{\text{max}}}={\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{L}}DT

Mengganti nilai I _Lmax dalam persamaan sebelumnya mengarah ke:

{saya}_{Hai} = \frac{(V_{saya} - V_{Hai}) D T (D + δ)}{2 L.}

{\ displaystyle I _ {\ text {o}} = {\ frac {\ left (V _ {\ text {i}} - V _ {\ text {o}} \ kanan) DT \ kiri (D + \ delta \ kanan)} {2L}}}

I_{\text{o}}={\frac {\left(V_{\text{i}}-V_{\text{o}}\right)DT\left(D+\delta \right)}{2L}}

Dan mengganti δ dengan ekspresi yang diberikan di atas hasil:

{saya}_{Hai} = \frac{(V_{saya} - V_{Hai}) D T (D + \frac{V_{saya} - V_{Hai}}{V_{Hai}} D)}{2 L.}

{\ displaystyle I _ {\ text {o}} = {\ frac {\ left (V _ {\ text {i}} - V _ {\ text {o}} \ kanan) DT \ kiri (D + {\ frac {V_ { \ text {i}} - V _ {\ text {o}}} {V _ {\ text {o}}}} D \ kanan)} {2L}}}

I_{\text{o}}={\frac {\left(V_{\text{i}}-V_{\text{o}}\right)DT\left(D+{\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{V_{\text{o}}}}D\right)}{2L}}

Ungkapan ini dapat ditulis ulang sebagai:

V_{Hai} = V_{saya} \frac{1}{\frac{2 L. {saya}_{Hai}}{D^{2} V_{saya} T} + 1}

{\ displaystyle V _ {\ text {o}} = V _ {\ text {i}} {\ frac {1} {{\ frac {2LI _ {\ text {o}}} {D ^ {2} V _ {\ text {i}} T}} + 1}}}

V_{\text{o}}=V_{\text{i}}{\frac {1}{{\frac {2LI_{\text{o}}}{D^{2}V_{\text{i}}T}}+1}}

Dapat dilihat bahwa tegangan output dari konverter buck yang beroperasi dalam mode diskontinyu jauh lebih rumit daripada pasangannya dari mode kontinu. Selanjutnya, tegangan keluaran sekarang berfungsi tidak hanya dari tegangan input (V _i ) dan siklus tugas D, tetapi juga dari nilai induktor (L), periode pergantian (T) dan arus keluaran (I _o ).

Dari mode Discontinuous ke Continuous (dan sebaliknya)

Gambar 6: Evolusi voltase keluaran dinormalisasi dengan arus keluaran dinormalisasi.

Seperti disebutkan di awal bagian ini, konverter beroperasi dalam mode diskontinyu ketika arus rendah ditarik oleh beban, dan dalam mode kontinu pada level arus beban yang lebih tinggi. Batas antara mode diskontinyu dan kontinu tercapai ketika arus induktor turun ke nol tepat di akhir siklus pergantian. Menggunakan notasi gambar 5, ini sesuai dengan:

\begin{aligned} D T + δ T & = T \\ \Rightarrow D + δ & = 1 \end{aligned}

{\ displaystyle {\ begin {aligned} DT + \ delta T & = T \\ Rightarrow D + \ delta & = 1 \ end {aligned}}}

{\begin{aligned}DT+\delta T&=T\\\Rightarrow D+\delta &=1\end{aligned}}

Oleh karena itu, arus keluaran (sama dengan arus induktor rata-rata) pada batas antara mode diskontinyu dan kontinu adalah (lihat di atas):

{saya}_{{Hai}_{lim}} = \frac{{saya}_{{L.}_{maks}}}{2} (D + δ) = \frac{{saya}_{{L.}_{maks}}}{2}

{\ displaystyle I _ {{\ text {o}} _ {\ text {lim}}} = {\ frac {I_ {L _ {\ text {max}}}} {2}} \ kiri (D + \ delta \ kanan ) = {\ frac {I_ {L _ {\ text {max}}}} {2}}}

I_{{\text{o}}_{\text{lim}}}={\frac {I_{L_{\text{max}}}}{2}}\left(D+\delta \right)={\frac {I_{L_{\text{max}}}}{2}}

Mengganti I _Lmax dengan nilainya:

{saya}_{{Hai}_{lim}} = \frac{V_{saya} - V_{Hai}}{2 L.} D T

{\ displaystyle I_ {o _ {\ text {lim}}} = {\ frac {V _ {\ text {i}} - V _ {\ text {o}}} {2L}} DT}

I_{o_{\text{lim}}}={\frac {V_{\text{i}}-V_{\text{o}}}{2L}}DT

Pada batas antara dua mode, tegangan output mematuhi ekspresi yang diberikan masing-masing di bagian kontinu dan diskontinyu. Secara khusus, yang pertama adalah

V_{Hai} = D V_{saya}

{\ displaystyle V _ {\ text {o}} = DV _ {\ text {i}}}

V_{\text{o}}=DV_{\text{i}}

Jadi saya _olim dapat ditulis sebagai:

{saya}_{{Hai}_{lim}} = \frac{V_{saya} (1 - D)}{2 L.} D T

{\ displaystyle I_ {o _ {\ text {lim}}} = {\ frac {V _ {\ text {i}} \ kiri (1-D \ kanan)} {2L}} DT}

I_{o_{\text{lim}}}={\frac {V_{\text{i}}\left(1-D\right)}{2L}}DT

Sekarang mari kita perkenalkan dua notasi lagi:

tegangan dinormalisasi, ditentukan oleh $| V_{Hai} | = \frac{V_{Hai}}{V_{saya}}$ ${\ displaystyle \ kiri | V _ {\ text {o}} \ kanan | = {\ frac {V _ {\ text {o}}} {V _ {\ text {i}}}}}}$ $\left|V_{\text{o}}\right|={\frac {V_{\text{o}}}{V_{\text{i}}}}$ . Itu nol saat $V_{Hai} = 0$ ${\ displaystyle V _ {\ text {o}} = 0}$ $V_{\text{o}}=0$ , dan 1 kapan $V_{Hai} = V_{saya}$ ${\ displaystyle V _ {\ text {o}} = V _ {\ text {i}}}$ $V_{\text{o}}=V_{\text{i}}$ ;
arus dinormalisasi, ditentukan oleh $| {saya}_{Hai} | = \frac{L.}{T V_{saya}} {saya}_{Hai}$ ${\ displaystyle \ kiri | I _ {\ text {o}} \ kanan | = {\ frac {L} {TV _ {\ text {i}}}} I _ {\ text {o}}}$ $\left|I_{\text{o}}\right|={\frac {L}{TV_{\text{i}}}}I_{\text{o}}$ . Syarat $\frac{T V_{saya}}{L.}$ ${\ displaystyle {\ frac {TV _ {\ text {i}}} {L}}}$ ${\frac {TV_{\text{i}}}{L}}$ sama dengan peningkatan maksimum arus induktor selama siklus; yaitu, peningkatan arus induktor dengan siklus tugas D = 1. Jadi, dalam operasi konverter, ini berarti $| {saya}_{Hai} |$ ${\ displaystyle \ kiri | I _ {\ text {o}} \ kanan |}$ $\left|I_{\text{o}}\right|$ sama dengan 0 tanpa arus keluaran, dan 1 untuk arus maksimum yang dapat diberikan konverter.

Dengan menggunakan notasi ini, kami memiliki:

dalam mode kontinu:
$| V_{Hai} | = D$ ${\ displaystyle \ kiri | V _ {\ text {o}} \ kanan | = D}$ $\left|V_{\text{o}}\right|=D$
dalam mode terputus:
$\begin{aligned} | V_{Hai} | & = \frac{1}{\frac{2 L. {saya}_{Hai}}{D^{2} V_{saya} T} + 1} \\ = \frac{1}{\frac{2 | {saya}_{Hai} |}{D^{2}} + 1} \\ = \frac{D^{2}}{2 | {saya}_{Hai} | + D^{2}} \end{aligned}$ ${\ displaystyle {\ begin {aligned} \ kiri | V _ {\ text {o}} \ kanan | & = {\ frac {1} {{\ frac {2LI _ {\ text {o}}} {D ^ {2 } V _ {\ text {i}} T}} + 1}} \\ & = {\ frac {1} {{\ frac {2 \ kiri | I _ {\ text {o}} \ kanan |} {D ^ {2}}} + 1}} \\ & = {\ frac {D ^ {2}} {2 \ kiri | I _ {\ text {o}} \ kanan | + D ^ {2}}} \ end { selaras}}}$ ${\begin{aligned}\left|V_{\text{o}}\right|&={\frac {1}{{\frac {2LI_{\text{o}}}{D^{2}V_{\text{i}}T}}+1}}\\&={\frac {1}{{\frac {2\left|I_{\text{o}}\right|}{D^{2}}}+1}}\\&={\frac {D^{2}}{2\left|I_{\text{o}}\right|+D^{2}}}\end{aligned}}$

arus pada batas antara mode kontinu dan terputus adalah:

\begin{aligned} {saya}_{{Hai}_{lim}} & = \frac{V_{saya}}{2 L.} D (1 - D) T \\ = \frac{{saya}_{Hai}}{2 | {saya}_{Hai} |} D (1 - D) \end{aligned}

{\ displaystyle {\ begin {aligned} I_ {o _ {\ text {lim}}} & = {\ frac {V _ {\ text {i}}} {2L}} D \ kiri (1-D \ kanan) T \\ & = {\ frac {I _ {\ text {o}}} {2 \ kiri | I _ {\ text {o}} \ kanan |}} D \ kiri (1-D \ kanan) \ end {sejajar} }}

{\begin{aligned}I_{o_{\text{lim}}}&={\frac {V_{\text{i}}}{2L}}D\left(1-D\right)T\\&={\frac {I_{\text{o}}}{2\left|I_{\text{o}}\right|}}D\left(1-D\right)\end{aligned}}

Oleh karena itu, lokus batas antara mode kontinu dan terputus diberikan oleh:

\frac{(1 - D) D}{2 | {saya}_{Hai} |} = 1

{\ displaystyle {\ frac {\ kiri (1-D \ kanan) D} {2 \ kiri | I _ {\ text {o}} \ kanan |}} = 1}

{\frac {\left(1-D\right)D}{2\left|I_{\text{o}}\right|}}=1

Ungkapan-ungkapan ini telah diplot pada Gambar 6. Dari sini, dapat disimpulkan bahwa dalam mode kontinu, tegangan output tidak hanya tergantung pada siklus tugas, sedangkan itu jauh lebih kompleks dalam mode diskontinyu. Ini penting dari sudut pandang kontrol.
Pada level sirkuit, deteksi batas antara CCM dan DCM biasanya disediakan oleh induktor arus indra, yang membutuhkan akurasi tinggi dan detektor cepat sebagai: ^[3] ^[4]

sirkuit yang tidak ideal

Gbr. 7: Evolusi tegangan output konverter buck dengan siklus tugas ketika resistensi parasit induktor meningkat.

Penelitian sebelumnya dilakukan dengan asumsi sebagai berikut:

Kapasitor keluaran memiliki kapasitansi yang cukup untuk memasok daya ke beban (resistansi sederhana) tanpa variasi tegangan yang terlihat.
Tegangan jatuh di dioda ketika maju bias adalah nol
Tidak ada kerugian pergantian di saklar atau di dioda

Asumsi ini dapat cukup jauh dari kenyataan, dan ketidaksempurnaan komponen nyata dapat memiliki efek yang merugikan pada pengoperasian konverter.

Riak tegangan keluaran (mode kontinu)

Riak tegangan output adalah nama yang diberikan pada fenomena di mana tegangan output naik selama kondisi-On dan turun selama kondisi-Off. Beberapa faktor berkontribusi terhadap hal ini termasuk, tetapi tidak terbatas pada, frekuensi switching, kapasitansi keluaran, induktor, beban, dan fitur pembatasan arus dari sirkuit kontrol. Pada tingkat paling dasar tegangan output akan naik dan turun sebagai akibat dari pengisian dan pemakaian kapasitor output:

d V_{Hai} = \frac{saya d T}{C}

{\ displaystyle dV _ {\ text {o}} = {\ frac {idT} {C}}}

dV_{\text{o}}={\frac {idT}{C}}

Kita dapat memperkirakan tegangan ripple keluaran terbaik dengan menggeser arus keluaran versus gelombang waktu (mode kontinu) ke bawah sehingga arus keluaran rata-rata berada di sepanjang sumbu waktu. Ketika kita melakukan ini, kita melihat bentuk arus AC mengalir masuk dan keluar dari kapasitor keluaran (bentuk gelombang gigi gergaji). Kami mencatat bahwa Vc-min (di mana Vc adalah tegangan kapasitor) terjadi pada t-on / 2 (tepat setelah kapasitor habis) dan Vc-max pada t-off / 2. Dengan mengintegrasikan Idt (= dQ; seperti I = dQ / dt, C = Q / V jadi dV = dQ / C) di bawah bentuk gelombang arus keluaran melalui penulisan tegangan riak keluaran sebagai dV = Idt / C kami mengintegrasikan area di atas sumbu ke dapatkan tegangan riak puncak ke puncak sebagai: delta V = delta I * T / 8C (di mana delta I adalah arus riak puncak-ke-puncak dan T adalah periode waktu riak; lihat tab Bicara untuk perincian jika Anda bisa secara grafis bekerja di luar daerah di sini. Penjelasan lengkap diberikan di sana.) Kami mencatat dari teori rangkaian AC dasar bahwa tegangan riak kami seharusnya kira-kira sinusoidal: kapasitor kali impedansi riak arus puncak ke nilai puncak, atau delta V = delta I / (2 * omega * C) di mana omega = 2 * pi * f, f adalah frekuensi riak, dan f = 1 / T, T periode riak. Ini memberikan: delta V = delta I * T / (2 * pi * C), dan kami membandingkan nilai ini untuk mengkonfirmasi hal di atas karena kami memiliki faktor 8 vs faktor ~ 6.3 dari teori rangkaian AC dasar untuk sinusoid. Ini memberi kepercayaan pada penilaian kami di sini tentang tegangan riak. Paragraf secara langsung di bawah ini berhubungan dengan yang di atas dan mungkin salah. Gunakan persamaan dalam paragraf ini. Sekali lagi, silakan lihat tab bicara untuk lebih lanjut: yang berkaitan dengan tegangan riak keluaran dan AoE (Seni Elektronik edisi 3).
Selama keadaan Mati, arus dalam persamaan ini adalah arus beban. Dalam keadaan aktif, arus adalah perbedaan antara arus sakelar (atau sumber arus) dan arus beban. Durasi waktu (dT) ditentukan oleh siklus kerja dan oleh frekuensi switching.
Untuk negara:

d T_{di} = D T = \frac{D}{f}

{\ displaystyle dT _ {\ text {on}} = DT = {\ frac {D} {f}}}

dT_{\text{on}}=DT={\frac {D}{f}}

Untuk Tidak Aktif:

d T_{mati} = (1 - D) T = \frac{1 - D}{f}

{\ displaystyle dT _ {\ text {off}} = (1-D) T = {\ frac {1-D} {f}}}

dT_{\text{off}}=(1-D)T={\frac {1-D}{f}}

Secara kualitatif, ketika kapasitor output atau frekuensi switching meningkat, besarnya riak berkurang. Riak tegangan keluaran biasanya merupakan spesifikasi desain untuk catu daya dan dipilih berdasarkan beberapa faktor. Pemilihan kapasitor biasanya ditentukan berdasarkan biaya, ukuran fisik, dan non-idealitas dari berbagai jenis kapasitor. Pemilihan frekuensi switching biasanya ditentukan berdasarkan persyaratan efisiensi, yang cenderung menurun pada frekuensi operasi yang lebih tinggi, seperti dijelaskan di bawah ini dalam Pengaruh ketidak-idealan pada efisiensi . Frekuensi switching yang lebih tinggi juga dapat meningkatkan kekhawatiran EMI.
Riak tegangan keluaran adalah salah satu kelemahan dari catu daya switching, dan juga dapat menjadi ukuran kualitasnya.

Efek ketidak-idealan pada efisiensi

Analisis sederhana dari konverter buck, seperti dijelaskan di atas, tidak memperhitungkan non-idealitas komponen sirkuit juga tidak memperhitungkan sirkuit kontrol yang diperlukan. Kerugian daya akibat sirkuit kontrol biasanya tidak signifikan jika dibandingkan dengan kerugian pada perangkat daya (sakelar, dioda, induktor, dll.) Ketidak-idealan dari perangkat daya bertanggung jawab atas sebagian besar kehilangan daya dalam konverter.
Kerugian daya statis dan dinamis terjadi pada regulator switching. Kerugian daya statis termasuk

{saya}^{2} R

{\ displaystyle I ^ {2} R}

I^2R

(konduksi) kerugian di kabel atau jejak PCB, serta di sakelar dan induktor, seperti di sirkuit listrik apa pun. Kehilangan daya dinamis terjadi sebagai akibat dari switching, seperti pengisian dan pemakaian gerbang switch, dan sebanding dengan frekuensi switching.
Berguna untuk memulai dengan menghitung siklus tugas untuk konverter buck yang tidak ideal, yaitu:

D = \frac{V_{Hai} + (V_{sw, sinkronkan} + V_{L.})}{V_{saya} - V_{sw} + V_{sw, sinkronkan}}

{\ displaystyle D = {\ frac {V _ {\ text {o}} + (V _ {\ text {sw, sync}} + V _ {\ text {L}})} {V _ {\ text {i}} - V _ {\ text {sw}} + V _ {\ text {sw, sync}}}}}

D={\frac {V_{\text{o}}+(V_{\text{sw,sync}}+V_{\text{L}})}{V_{\text{i}}-V_{\text{sw}}+V_{\text{sw,sync}}}}

dimana:

V _sw adalah penurunan tegangan pada sakelar daya,
V _{sw, sinkronisasi} adalah penurunan tegangan pada sakelar atau dioda sinkron, dan
VL adalah drop tegangan pada induktor.

Penurunan tegangan yang dijelaskan di atas adalah semua kehilangan daya statis yang tergantung terutama pada arus DC, dan karenanya dapat dengan mudah dihitung. Untuk penurunan dioda, V _sw dan V _{sw, sinkronisasi} mungkin sudah diketahui, berdasarkan pada properti perangkat yang dipilih.

\begin{aligned} V_{sw} & = {saya}_{sw} R_{di} = D {saya}_{Hai} R_{di} \\ V_{sw, sinkronkan} & = {saya}_{sw, sinkronkan} R_{di} = (1 - D) {saya}_{Hai} R_{di} \\ V_{L.} & = {saya}_{L.} R_{DC} \end{aligned}

{\ displaystyle {\ begin {aligned} V _ {\ text {sw}} & = I _ {\ text {sw}} R _ {\ text {on}} = DI _ {\ text {o}} R _ {\ text {on }} \\ V _ {\ text {sw, sync}} & = I _ {\ text {sw, sync}} R _ {\ text {on}} = (1-D) I _ {\ text {o}} R_ { \ text {on}} \\ V _ {\ text {L}} & = I _ {\ text {L}} R _ {\ text {DC}} \ end {aligned}}}

{\begin{aligned}V_{\text{sw}}&=I_{\text{sw}}R_{\text{on}}=DI_{\text{o}}R_{\text{on}}\\V_{\text{sw,sync}}&=I_{\text{sw,sync}}R_{\text{on}}=(1-D)I_{\text{o}}R_{\text{on}}\\V_{\text{L}}&=I_{\text{L}}R_{\text{DC}}\end{aligned}}

dimana:

R _on adalah resistan ON pada setiap sakelar, dan
R _DC adalah resistansi DC dari induktor.

Persamaan siklus tugas agak rekursif. Analisis kasar dapat dilakukan dengan terlebih dahulu menghitung nilai V _sw dan V _{sw, sinkronkan} menggunakan persamaan siklus tugas ideal.
Untuk penurunan tegangan MOSFET, pendekatan yang umum adalah menggunakan R _DSon dari lembar data MOSFET dalam Hukum Ohm, V = I _DS R _{DSon (sat)} . Perkiraan ini dapat diterima karena MOSFET berada dalam keadaan linier, dengan resistansi sumber drainase yang relatif konstan. Perkiraan ini hanya valid pada nilai V _{DS yang} relatif rendah. Untuk perhitungan yang lebih akurat, lembar data MOSFET berisi grafik pada hubungan V _DS dan I _DS pada beberapa nilai V _GS . Amati V _DS di V _GS dan I _DS yang paling cocok dengan apa yang diharapkan di buck converter. ^[5]
Selain itu, kehilangan daya terjadi akibat arus bocor. Kehilangan daya ini sederhana

P_{kebocoran} = {saya}_{kebocoran} V

{\ displaystyle P _ {\ text {leakage}} = I _ {\ text {leakage}} V}

P_{\text{leakage}}=I_{\text{leakage}}V

dimana:

Saya _bocor adalah kebocoran arus sakelar, dan
V adalah tegangan pada sakelar.

Kehilangan daya dinamis disebabkan oleh perilaku switching perangkat lintasan yang dipilih ( MOSFET , transistor daya , IGBT , dll.). Kerugian ini termasuk kerugian saat menghidupkan dan mematikan dan mengganti kerugian transisi.
Switch turn-on dan turn-off loss mudah disatukan sebagai

P_{SW} = \frac{V {saya}_{Hai} (t_{naik} + t_{jatuh})}{6 T}

{\ displaystyle P _ {\ text {SW}} = {\ frac {VI _ {\ text {o}} (t _ {\ text {naik}} + t _ {\ text {fall}})} {6T}}}

P_{\text{SW}}={\frac {VI_{\text{o}}(t_{\text{rise}}+t_{\text{fall}})}{6T}}

dimana:

V adalah tegangan melintasi sakelar saat sakelar mati,
t _naik dan _turun t adalah saklar naik dan turun kali, dan
T adalah periode switching

tetapi ini tidak memperhitungkan kapasitansi parasit dari MOSFET yang membuat lempeng Miller . Kemudian, kerugian sakelar akan lebih seperti:

P_{SW} = \frac{V {saya}_{Hai} (t_{naik} + t_{jatuh})}{2 T}

{\ displaystyle P _ {\ text {SW}} = {\ frac {VI _ {\ text {o}} \ kiri (t _ {\ text {naik}} + t _ {\ text {fall}} \ kanan)} {2T }}}

P_{\text{SW}}={\frac {VI_{\text{o}}\left(t_{\text{rise}}+t_{\text{fall}}\right)}{2T}}

Ketika MOSFET digunakan untuk sakelar bawah, kerugian tambahan dapat terjadi selama waktu antara matikan sakelar sisi-tinggi dan sakelar sakelar sisi rendah, ketika bodi dioda MOSFET sisi-rendah melakukan arus keluaran. Kali ini, yang dikenal sebagai waktu non-tumpang tindih, mencegah "penembakan", suatu kondisi di mana kedua sakelar dihidupkan secara bersamaan. Timbulnya tembakan menghasilkan kehilangan daya dan panas yang parah. Pemilihan waktu non-tumpang tindih yang tepat harus menyeimbangkan risiko penembakan dengan meningkatnya kehilangan daya yang disebabkan oleh konduksi dioda tubuh. Banyak konverter buck berbasis MOSFET juga menyertakan dioda untuk membantu dioda bodi MOSFET yang lebih rendah dengan konduksi selama waktu non-tumpang tindih. Ketika dioda digunakan secara eksklusif untuk sakelar bawah, waktu penyalaan dioda maju dapat mengurangi efisiensi dan menyebabkan overshoot tegangan. ^[6]
Kehilangan daya pada dioda tubuh juga sebanding dengan frekuensi switching dan

P_{D, tubuh} = V_{F} {saya}_{Hai} t_{tidak} f_{SW}

{\ displaystyle P _ {\ text {D, body}} = V _ {\ text {F}} I _ {\ text {o}} t _ {\ text {no}} f _ {\ text {SW}}}

P_{\text{D,body}}=V_{\text{F}}I_{\text{o}}t_{\text{no}}f_{\text{SW}}

dimana:

VF adalah tegangan maju dioda tubuh, dan
t _tidak adalah waktu non-tumpang tindih yang dipilih.

Akhirnya, kehilangan daya terjadi sebagai akibat dari daya yang dibutuhkan untuk menghidupkan dan mematikan sakelar. Untuk sakelar MOSFET, kerugian ini didominasi oleh energi yang dibutuhkan untuk mengisi dan melepaskan kapasitansi gerbang MOSFET antara tegangan ambang dan tegangan gerbang yang dipilih. Kehilangan transisi sakelar ini terjadi terutama pada driver gerbang, dan dapat diminimalkan dengan memilih MOSFET dengan muatan gerbang rendah, dengan menggerakkan gerbang MOSFET ke tegangan yang lebih rendah (dengan biaya peningkatan kehilangan konduksi MOSFET), atau dengan beroperasi pada frekuensi yang lebih rendah .

P_{Gdrive} = Q_{G} V_{GS} f_{SW}

{\ displaystyle P _ {\ text {Gdrive}} = Q _ {\ text {G}} V _ {\ text {GS}} f _ {\ text {SW}}}

P_{\text{Gdrive}}=Q_{\text{G}}V_{\text{GS}}f_{\text{SW}}

dimana:

Q _G adalah biaya gerbang dari MOSFET yang dipilih, dan
V _GS adalah tegangan sumber gerbang puncak.

Untuk N-MOSFET, sakelar sisi-tinggi harus digerakkan ke tegangan yang lebih tinggi daripada V _i . Untuk mencapai ini, driver gerbang MOSFET biasanya memberi tegangan output MOSFET kembali ke driver gerbang. Pengemudi gerbang kemudian menambahkan tegangan suplai sendiri ke tegangan keluaran MOSFET saat mengendarai MOSFET sisi-tinggi untuk mencapai V _{GS yang} sama dengan tegangan suplai penggerak gerbang. ^[7] Karena V _GS sisi-rendah adalah tegangan suplai gerbang, ini menghasilkan nilai V _{GS yang} sangat mirip untuk MOSFET sisi-tinggi dan sisi-rendah.
Desain lengkap untuk konverter buck termasuk analisis tradeoff dari berbagai kehilangan daya. Desainer menyeimbangkan kerugian ini sesuai dengan penggunaan yang diharapkan dari desain jadi. Konverter yang diharapkan memiliki frekuensi switching yang rendah tidak memerlukan sakelar dengan kerugian transisi gerbang yang rendah; konverter yang beroperasi pada siklus tugas tinggi membutuhkan sakelar sisi rendah dengan kerugian konduksi rendah.

Struktur khusus

rektifikasi sinkron

Gbr. 8: Skema sederhana konverter sinkron, di mana D digantikan oleh sakelar kedua, S ₂ .

Konverter buck sinkron adalah versi modifikasi dari topologi sirkuit konverter buck dasar di mana dioda, D, digantikan oleh sakelar kedua, S ₂ . Modifikasi ini merupakan pertukaran antara peningkatan biaya dan peningkatan efisiensi.
Dalam konverter buck standar, dioda flyback menyala dengan sendirinya, tidak lama setelah sakelar mati, sebagai akibat dari meningkatnya tegangan melintasi dioda. Penurunan tegangan ini di dioda menghasilkan kehilangan daya yang sama dengan

P_{D} = V_{D} (1 - D) {saya}_{Hai}

{\ displaystyle P _ {\ text {D}} = V _ {\ text {D}} (1-D) I _ {\ text {o}}}

P_{\text{D}}=V_{\text{D}}(1-D)I_{\text{o}}

dimana:

V _D adalah drop tegangan melintasi dioda pada arus beban I _o ,
D adalah siklus tugas, dan
I _o adalah arus beban.

Dengan mengganti dioda dengan sakelar yang dipilih untuk kehilangan rendah, efisiensi konverter dapat ditingkatkan. Misalnya, MOSFET dengan R _{DSon yang} sangat rendah mungkin dipilih untuk S ₂ , memberikan kehilangan daya pada sakelar ₂ yang merupakan

P_{S_{2}} = {saya}_{Hai}^{2} R_{DSon} (1 - D)

{\ displaystyle P_ {S_ {2}} = I _ {\ text {o}} ^ {2} R _ {\ text {DSon}} (1-D)}

P_{S_{2}}=I_{\text{o}}^{2}R_{\text{DSon}}(1-D)

Dalam kedua kasus, kehilangan daya sangat tergantung pada siklus tugas, D. Kehilangan daya pada dioda freewheeling atau sakelar bawah akan proporsional dengan waktu yang tepat. Oleh karena itu, sistem yang dirancang untuk operasi siklus rendah akan menderita kerugian yang lebih tinggi dalam dioda freewheeling atau sakelar bawah, dan untuk sistem seperti itu, menguntungkan untuk mempertimbangkan desain konverter buck sinkron.
Pertimbangkan catu daya komputer , dengan input 5 V, output 3,3 V, dan arus beban 10 A. Dalam hal ini, siklus tugas akan menjadi 66% dan dioda akan menyala selama 34% dari waktu. Dioda tipikal dengan tegangan maju 0,7 V akan mengalami kehilangan daya sebesar 2,38 W. MOSFET yang dipilih dengan baik dengan R _DSon 0,015 Ω, akan tetapi, hanya membuang 0,51 W pada kehilangan konduksi. Ini berarti peningkatan efisiensi dan pengurangan pembangkitan panas.
Keuntungan lain dari konverter sinkron adalah konverter dua arah, yang cocok untuk aplikasi yang memerlukan pengereman regeneratif . Ketika daya ditransfer ke arah "terbalik", ia berfungsi seperti konverter penambah .
Keuntungan dari konverter buck sinkron tidak datang tanpa biaya. Pertama, saklar yang lebih rendah biasanya lebih mahal daripada dioda freewheeling. Kedua, kompleksitas konverter meningkat pesat karena kebutuhan akan driver switch pelengkap-output.
Pengemudi seperti itu harus mencegah kedua sakelar dinyalakan secara bersamaan, kesalahan yang dikenal sebagai "penembakan". Teknik paling sederhana untuk menghindari penembakan adalah penundaan waktu antara mematikan S ₁ hingga menghidupkan S ₂ , dan sebaliknya. Namun, pengaturan waktu tunda ini cukup lama untuk memastikan bahwa S ₁ dan S ₂ tidak pernah aktif akan mengakibatkan hilangnya daya berlebih. Teknik yang ditingkatkan untuk mencegah kondisi ini dikenal sebagai perlindungan "non-tumpang tindih" adaptif, di mana tegangan pada node switch (titik di mana S ₁ , S ₂ dan L bergabung) dirasakan untuk menentukan kondisinya. Ketika tegangan switch node melewati ambang preset, waktu tunda dimulai. Pengemudi dapat dengan demikian menyesuaikan ke banyak jenis sakelar tanpa kehilangan daya yang berlebihan yang akan diakibatkan fleksibilitas ini dengan waktu non-tumpang tindih yang tetap.

multi-fase

Gbr. 9: Skema konverter generik n- fase buck generik.

Gbr. 10: Gambar closeup catu daya CPU multifasa untuk prosesor AMD Socket 939. Tiga fase suplai ini dapat dikenali oleh tiga induktor toroidal hitam di latar depan. Induktor yang lebih kecil di bawah heat sink adalah bagian dari filter input.

Konverter buck multifase adalah topologi sirkuit di mana sirkuit konverter buck dasar ditempatkan secara paralel antara input dan beban. Setiap n "fase" dihidupkan pada interval dengan jarak yang sama selama periode switching. Sirkuit ini biasanya digunakan dengan topologi buck sinkron , dijelaskan di atas.
Konverter jenis ini dapat merespons perubahan pemuatan secepat jika ia berganti n kali lebih cepat, tanpa peningkatan kehilangan pengalihan yang akan menyebabkannya. Dengan demikian, dapat merespon beban yang berubah dengan cepat, seperti mikroprosesor modern.
Ada juga penurunan signifikan dalam switching ripple. Tidak hanya ada penurunan karena peningkatan frekuensi efektif, ^[8] tetapi setiap kali n kali siklus kerja adalah bilangan bulat, riak pengalihan pergi ke 0; tingkat di mana arus induktor meningkat dalam fase yang dihidupkan sama persis dengan tingkat di mana ia berkurang dalam fase yang dimatikan.
Keuntungan lain adalah bahwa arus beban dibagi antara fase n dari konverter multifase. Pemisahan beban ini memungkinkan kehilangan panas pada masing-masing sakelar tersebar di area yang lebih besar.
Topologi sirkuit ini digunakan di motherboard komputer untuk mengubah catu daya 12 V _DC ke tegangan yang lebih rendah (sekitar 1 V), cocok untuk CPU . Persyaratan daya CPU modern dapat melebihi 200 W, ^[9] dapat berubah sangat cepat, dan memiliki persyaratan riak yang sangat ketat, kurang dari 10 mV. Catu daya motherboard biasa menggunakan 3 atau 4 fase.
Salah satu tantangan utama yang melekat pada konverter multifase adalah memastikan arus beban seimbang secara merata di seluruh n fase. Penyeimbangan saat ini dapat dilakukan dengan beberapa cara. Arus dapat diukur "tanpa kehilangan" dengan merasakan tegangan melintasi induktor atau sakelar bawah (saat dihidupkan). Teknik ini dianggap lossless karena mengandalkan kerugian resistif yang melekat dalam topologi buck converter. Teknik lain adalah dengan memasukkan resistor kecil di sirkuit dan mengukur tegangan di atasnya. Pendekatan ini lebih akurat dan dapat disesuaikan, tetapi menimbulkan beberapa biaya — ruang, efisiensi, dan uang.
Akhirnya, arus dapat diukur pada input. Tegangan dapat diukur secara lossless, melintasi saklar atas, atau menggunakan resistor daya, untuk memperkirakan arus yang ditarik. Pendekatan ini secara teknis lebih menantang, karena beralih kebisingan tidak dapat dengan mudah disaring. Namun, ini lebih murah daripada menggunakan resistor akal untuk setiap fase.

Faktor efisiensi

Kehilangan konduksi yang tergantung pada beban:

Perlawanan ketika transistor atau saklar MOSFET sedang melakukan.
Penurunan tegangan maju dioda (biasanya 0,7 V atau 0,4 V untuk dioda schottky )
Resistor berliku induktor
Resistansi seri ekuivalen kapasitor

Beralih kerugian:

Kehilangan tumpang tindih Tegangan-Ampere
_Switch frekuensi * Kerugian ² CV
Membalikkan kehilangan latensi
Kerugian karena mengemudi gerbang MOSFET dan konsumsi pengontrol.
Transistor kebocoran kehilangan arus, dan konsumsi pengontrol siaga. ^[10]

Impedansi yang cocok

Konverter buck dapat digunakan untuk memaksimalkan transfer daya melalui penggunaan pencocokan impedansi . Aplikasi ini ada dalam pelacak titik daya maksimum yang biasa digunakan dalam sistem fotovoltaik .
Dengan persamaan untuk daya listrik :

V_{Hai} {saya}_{Hai} = η V_{saya} {saya}_{saya}

{\ displaystyle V _ {\ text {o}} I _ {\ text {o}} = \ eta V _ {\ text {i}} I _ {\ text {i}}}

V_{\text{o}}I_{\text{o}}=\eta V_{\text{i}}I_{\text{i}}

dimana:

V _o adalah tegangan output
I _o adalah arus keluaran
η adalah efisiensi daya (mulai dari 0 hingga 1)
V _i adalah tegangan input
I _i adalah input saat ini

Menurut hukum Ohm :

\begin{aligned} {saya}_{Hai} & = \frac{V_{Hai}}{Z_{Hai}} \\ {saya}_{saya} & = \frac{V_{saya}}{Z_{saya}} \end{aligned}

{\ displaystyle {\ begin {aligned} I _ {\ text {o}} & = {\ frac {V _ {\ text {o}}} {Z _ {\ text {o}}}} \\ I _ {\ text { i}} & = {\ frac {V _ {\ text {i}}} {Z _ {\ text {i}}}} \ end {aligned}}}

{\begin{aligned}I_{\text{o}}&={\frac {V_{\text{o}}}{Z_{\text{o}}}}\\I_{\text{i}}&={\frac {V_{\text{i}}}{Z_{\text{i}}}}\end{aligned}}

dimana:

Z _o adalah impedansi keluaran
Z _i adalah impedansi input

Mengganti ekspresi ini untuk I _o dan I _i ke dalam persamaan daya menghasilkan:

\frac{V_{Hai}^{2}}{Z_{Hai}} = \frac{η V_{saya}^{2}}{Z_{saya}}

{\ displaystyle {\ frac {V _ {\ text {o}} ^ {2}} {Z _ {\ text {o}}}} = {\ frac {\ eta V _ {\ text {i}} ^ {2} } {Z _ {\ text {i}}}}}

{\frac {V_{\text{o}}^{2}}{Z_{\text{o}}}}={\frac {\eta V_{\text{i}}^{2}}{Z_{\text{i}}}}

Seperti yang sebelumnya ditunjukkan untuk mode kontinu , (di mana I _L > 0):

V_{Hai} = D V_{saya}

{\ displaystyle V _ {\ text {o}} = DV _ {\ text {i}}}

V_{\text{o}}=DV_{\text{i}}

dimana:

D adalah siklus tugas

Mengganti persamaan ini untuk V _o ke dalam persamaan sebelumnya, menghasilkan:

\frac{{(D V_{saya})}^{2}}{Z_{Hai}} = \frac{η V_{saya}^{2}}{Z_{saya}}

{\ displaystyle {\ frac {\ left (DV _ {\ text {i}} \ right) ^ {2}} {Z _ {\ text {o}}}} = {\ frac {\ eta V _ {\ text {i }} ^ {2}} {Z _ {\ text {i}}}}}

{\frac {\left(DV_{\text{i}}\right)^{2}}{Z_{\text{o}}}}={\frac {\eta V_{\text{i}}^{2}}{Z_{\text{i}}}}

yang mengurangi menjadi:

\frac{D^{2}}{Z_{Hai}} = \frac{η}{Z_{saya}}

{\ displaystyle {\ frac {D ^ {2}} {Z _ {\ text {o}}}} = {\ frac {\ eta} {Z _ {\ text {i}}}}}}

{\frac {D^{2}}{Z_{\text{o}}}}={\frac {\eta }{Z_{\text{i}}}}

dan akhirnya:

D = \sqrt{\frac{η Z_{Hai}}{Z_{saya}}}

{\ displaystyle D = {\ sqrt {\ frac {\ eta Z _ {\ text {o}}} {Z _ {\ text {i}}}}}}}

D={\sqrt {\frac {\eta Z_{\text{o}}}{Z_{\text{i}}}}}

Ini menunjukkan bahwa adalah mungkin untuk menyesuaikan rasio impedansi dengan menyesuaikan siklus tugas. Ini sangat berguna dalam aplikasi di mana impedansi berubah secara dinamis.

Seputar Teknik Elektro

Search This Blog

Buck Converter

BUCK CONVERTER

Mode terputus

Dari mode Discontinuous ke Continuous (dan sebaliknya)

sirkuit yang tidak ideal

Riak tegangan keluaran (mode kontinu)

Efek ketidak-idealan pada efisiensi

Struktur khusus

rektifikasi sinkron

multi-fase

Faktor efisiensi

Impedansi yang cocok

Comments

Post a Comment